KICAD HT

KICAD-C2000-float-flyback

• 18.9W — real-world target power, simulated efficiency up to 94.8%
• +5 points efficiency from synchronous rectification (UCC24612) vs. body-diode
• 106.8V → 61–65V — secondary overvoltage, resolved by a TVS clamp sized through simulation (×1.5 margin vs. the 100V MOSFET rating)

Flyback power supply for vacuum-tube filament heating and a low-noise preamp stage, designed in KiCad 10, with the control side (C2000) galvanically isolated from the power stage. Update 2026-10-25: the secondary is no longer floating/galvanically isolated from the primary in the final assembly — only the control↔power barrier remains isolated; see doc/plan-isolation-4couches.md for the current barrier scope. 200kHz, 11–25V in → 5.5–13V/3A out, secondary liftable 0–90V for cathode/filament stress reduction. Synchronous secondary rectification (UCC24612, direct Vds sensing — no firmware timing) validated by SPICE at the real 18.9W target, including a secondary-side overvoltage finding and the clamp that fixes it — see Validation below for the figures and doc/sim-vs-mesure.md for the full data.

Alimentation flyback pour le chauffage d'un filament de tube à vide et un étage de préamplification bas bruit, conçue sous KiCad 10 — le côté contrôle (C2000) reste isolé galvaniquement de l'étage de puissance. Mise à jour 2026-10-25 : le secondaire n'est plus flottant/isolé galvaniquement du primaire dans le montage final — seule la barrière contrôle↔puissance reste isolée ; voir doc/plan-isolation-4couches.md pour le périmètre actuel des barrières.

Convertisseur flyback 200kHz, 11-25V en entrée → 5,5-13V/3A en sortie. Secondaire élevable de 0 à 90V par un pont symétrique 2×100kΩ (une résistance vers Vout+, une vers Vout-) — pour réduire le stress cathode/chauffage sur un préamplificateur à tubes bas bruit (montage cascode).

Le point de conception le plus notable

Le redressement synchrone secondaire (Q2) est piloté par un UCC24612, pas par le C2000 : ce contrôleur détecte directement le Vds de Q2 (diode emulation) et pilote sa grille tout seul — aucun signal PWM ni isolateur dédié à faire traverser la barrière pour ce canal. Avant ça, la commande passait par un ISO7710+UCC27517 secondaires pilotés en PWM depuis le C2000 : un timing fixé par le firmware, « à l'aveugle », sans retour sur le vrai Vds de Q2 — remplacé une fois ce défaut identifié. L'UCC24612 est alimenté directement depuis Vout (VDD dans sa plage 4,5-28V, pas de bootstrap nécessaire) ; côté primaire, l'isolation PWM/EN (ISO7710 + UCC27517 + DPC817) reste inchangée.

Chaque composant de puissance (MOSFETs, clamp, condensateurs d'entrée et de sortie) est sourcé avec sa propre fiche datasheet dans composants-datasheets/data/carte-flyback/ — page citée, base (absolue / recommandée / typique / calculée), jamais de valeur choisie à l'oeil. Ce sourcing a d'ailleurs fait revenir deux fois sur le choix de Cin et Cout : le premier calcul prenait le coin 13V/3A (39W) comme pire cas, avant d'être recorrigé sur les vrais coins d'usage — deux câblages de filament qui tombent à la même puissance réelle (18,9W) et divisent par deux la contrainte de courant et d'ondulation retenue au départ. Le détail (formules, marges, historique des choix) est dans 00-intention-conception.md.

Architecture

Ce tableau n'a pas suivi toutes les évolutions depuis §13 (U8/U9, feuille polarisation.kicad_sch, connecteur J2) — 00-intention-conception.md reste la source de vérité pour l'architecture actuelle.

L'isolation fonctionnelle (barrière contrôle↔puissance, via les AMC03xx/ ISO7710/DPC817) est dimensionnée pour l'écart réel présent sur la carte, pas pour la tenue diélectrique complète des isolateurs (5000V) — pas de slot d'isolation dans le PCB. Le primaire et le secondaire de puissance, eux, ne sont plus traités comme deux domaines isolés (2026-10-25) : voir doc/plan-isolation-4couches.md.

Le schéma est généré, les feuilles sont ensuite routées à la main

00-intention-conception.md      source de vérité (calculs, marges, sourcing)
        │
        ├── gen_symboles.py        → lib/custom_parts.kicad_sym
        │                            (UCC27517, ISO7710, MSD1514, MOSFET 3 broches)
        │
        └── gen_composants.py      → alim.kicad_sch / flyback.kicad_sch /
              ▲                       isolation.kicad_sch (feuilles hiérarchiques)
              │                       kicad_gen.py — primitives communes
        étiquettes globales uniquement, aucun fil posé par script

Une fois qu'une feuille a été reprise à la main dans KiCad (repositionnement des composants, rotation, déplacement des étiquettes Référence/Valeur), elle devient un fichier de travail permanent : les générateurs ne sont plus rejoués dessus.

ERC sur la hiérarchie complète des 3 feuilles : 0 erreur. Empreintes custom (lib_fp/*.pretty/) pour l'inductance couplée MSD1514, le MOSFET TO-252 et le condensateur KEMET A786MW (V-chip), toutes construites à partir des cotes mécaniques des datasheets plutôt que d'une empreinte générique approximative.

Placement et routage du PCB faits à la main, comme pour les autres cartes de ce workspace. Routage terminé (2026-10-29), DRC à 0 violation (voir §29 de 00-intention-conception.md) — reste la revue de placement/routage finale et l'envoi en fabrication.

Validation — simulation et mesure

Balayage à Vin=11/20/25V, 6V et 12V à 10W (+ un point à charge légère) : rendement 84-91%, et la tension drain de Q2 dépasse déjà 100V (sa tenue en tension) à Vin≥23V environ, sans clamp secondaire modélisé à ce stade.

Autre résultat notable : la plupart des points réels fonctionnent en CCM, pas en DCM comme une estimation rapide l'avait d'abord suggéré — déterminé sur la forme d'onde (passage par zéro de I(L2)), pas supposé. Comparé à un modèle Schottky générique simplifié (rapide mais pas le composant réel) pour chiffrer la perte dans le clamp D1 :

Rejoué à la cible réelle (18,9W) avec un proxy de redressement synchrone : le dépassement empire (dès Vin=20V, jusqu'à 106,8V) — indépendant du redresseur, c'est une résonance de l'inductance de fuite. Le passage en synchrone (UCC24612) apporte jusqu'à +5 points de rendement, mais ne corrige pas la surtension :

D'où le clamp secondaire D4 (SMCJ54A), qui ramène Vds_Q2 à 61-65V (marge ×1,5) pour 0,03-0,76W de dissipation (marge ×6,6 vs les 5W du composant) — comparé au SMCJ43A (même réf. que D1, déjà au BOM) qui tient aussi mais coûte jusqu'à 2 points de rendement de plus :

Le détail, le protocole de mesure et le tableau calcul / simulation / mesure : doc/sim-vs-mesure.md (§7/§7bis pour le passage 18,9W) ; l'implémentation KiCad correspondante : 00-intention-conception.md §16.

Linéarisation HV_BIAS (polarisation.kicad_sch)

La boucle qui linéarise la polarisation flottante du secondaire (MCP6001 + Q6/Q7, contre-réaction sur HV_BIAS) a d'abord été validée avec des modèles idéaux, puis rejouée avec les composants réels (MMBF170, MCP6001 paramétré depuis sa datasheet) une fois le schéma modifié. Ce passage aux modèles réels a révélé un défaut invisible sur le schéma seul : à consigne figée, la boucle part en oscillation auto-entretenue — un cycle limite qui grandit puis se stabilise en amplitude constante, pas du bruit de simulation, confirmé en figeant VAR_GATE et en observant le régime sur plusieurs millisecondes :

La simulation a aussi servi à trouver un premier correctif et à le vérifier avant de toucher au vrai schéma : une résistance de dégénérescence sur la source de Q6 (330Ω) supprime l'oscillation sans sacrifier l'accès à HV_BIAS=0V, et un condensateur de compensation autour de l'ampli-op (1nF, sortie → entrée inverseuse) élimine le dépassement en échelon, même au pire cas (front de commande 10ns).

Ce correctif n'a été validé qu'avec un signal d'entrée déjà filtré (échelon analogique propre) — pas avec le vrai PWM du C2000. En rejouant la boucle avec le PWM réel, il a fallu élargir le filtre d'entrée (1kΩ/1nF → 100kΩ/100nF) pour écraser l'ondulation résiduelle avant l'ampli-op, ce qui a réintroduit une oscillation auto-entretenue différente — ~700kHz cette fois, confirmée indépendante du PWM par un échelon direct avant le filtre (l'oscillation persiste à l'identique sans aucun PWM : c'est la boucle elle-même qui devient instable avec ce nouveau filtre, pas une fuite du signal de commande). Le premier correctif n'avait jamais été vérifié pour ce filtre élargi.

Reporté : résistance de dégénérescence à 1kΩ (au lieu de 330Ω) et condensateur de compensation à 100pF (au lieu de 1nF) stabilisent la boucle avec le nouveau filtre d'entrée — vérifié sur le profil complet de commande PWM (rapport cyclique 1%→60%→palier→99%→palier→40%→1%, 3,5s), ondulation résiduelle en sortie sous le mV grâce au filtre de sortie déjà en place :

Licence

CERN-OHL-S v2 — voir LICENSE.